利用阻性负载增强LNA稳定性下

本文提出了一个预测在放大器的输入和输出端口增加阻性负载以改善稳定性和噪声指数的新方法。该方法在宽广的频率范围内有效，能够用于低噪声放大器(LNA)和宽带放大器。 后续小节中的结果可从Friis噪声方程来理解(等式8)。例如，案例4、5和8的导致最低噪声叠加，4和5小于8。这是因为晶体管带来的衰减，如等式8所示，来自最后那个双口网络的噪声成分的影响被相对较大的放大器增益所减小。 在案例8的例子中，总噪声指数略差于4和5，这是因为衰减是应用于放大器输入端，如等式8所示。该双口网络的总噪声分量体现在全噪声指数Ftotal中。然而，衰减器对于加性噪声是相对无效的，因为并联5kΩ电阻产生的衰减和失配与其它案例相比失非常小的。因此，输入和输出端口上的衰减器对整个放大器噪声指数的影响并不相同，当然劣化程度也取决于特定衰减器的衰减和失配，除了位置。 实现了4种微波放大器测试电路以为实际的放大器确定稳定理论和噪声预测的有效性。有源器件是FHR02X HEMT，也在前面小节作为例子。晶体管靠引脚固定到底板上，如图5种例子所示，嵌入式电阻并联到三个放大器的输入输出端。

本文引用地址： 从实现角度看并联电阻网络便于实现，因为插入串联隔直电容会影响晶体管的偏置。构造了三个放大器，其稳定电阻设计为200Ω但测出来大约是160Ω的范围，用来研究8种不同的阻性稳定组合，对于于案例3、 5、和8，但具体值不同。分别是仅并联输入、仅并联输出、并联输入输出。选择了200Ω的设计值是因为计算表明该值将带来三种案例的清晰差异。第四个放大器不带稳定电阻是用来测量晶体管本身的离散参数的。同样的偏置T头连接放大器到网络分析仪，为每个晶体管提供工作电流(图6)。

由于实际原因不可能在每个测试电路中使用同一个晶体管，因此四个配置采用不同的具体样品。由于器件到器件离散和噪声参数的离散性，这在测量和预测的比较中引入了参数误差。 图7显示的测量稳定性参数是利用测量的S参数，应用到图6显示的三个稳定放大器，使用等式1计算得到的。图7显示的预测稳定性参数是利用图2所示的方法和测量阻抗值得到的。在输入和输出端带并联电阻的稳定放大器测量和预测稳定参数值之间的差异至少在10GHz处在几个百分点之内。

为了验证前节所述噪声预测部分，测量了两个FHR02X HEMT微波放大器的噪声指数。这通过在测试平台(图6)以Agilent公司(Santa Rosa, CA)的Agilent N8975A噪声指数表替代网络分析仪来完成的，由Agilent N4002A噪声源驱动(图8)。

其它测试条件保持如图6所示。 图9和10显示两个电路到26GHz的测量和预测的放大器增益和噪声指数。图9显示带输出阻性稳定的FHR02X HEMT测量增益，由Agilent E8361获得，以及由Agilent N8975A噪声指数表得到的测量增益和噪声。噪声指数表数据的波纹是由于必须插入噪声指数表的电缆和连接器之间的轻微失配造成的。另方面看，两种增益测量吻合非常好。预测增益失通过图2显示的过程获得的，用以决定整个网络的离散参数。测量和预测放大器增益之间的一致性直到26GHz都在十分之几dB范围内。

图9也显示同一放大器的测量噪声指数，以及数据的最小均方最佳拟合以便与理论值比较。预测噪声指数是通过应用前节所述的过程到测量的放大器离散参数获得的，以及厂家提供的晶体管噪声参数。在10GHz处测量和计算噪声指数之间的不一致在十分之几dB范围内。 在10GHz之上，在两个结果之间出现了随频率增加的系统偏移。需要额外的研究以决定这一差异的来源。 图10比较了测量和测量的带输入阻性稳定FHR02X HEMT放大器的噪声指数以及增益。该图显示与第一个放大器相比在放大器输入端配置电阻使得噪声性能恶化大约2dB。两个测量和预测值之间的一致都与前面获得的结果相似。

本文提出了一个预测在放大器的输入和输出端口增加阻性负载以改善稳定性和噪声指数的新方法。该途径在宽广的频率范围内有效，能够用于LNA和宽带放大器，直到10GHz，预测值都在测量值的十分之几dB范围内。

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